[AUTOCOSTRUZIONE] QUATTRO CHIACCHIERE SUI FILTRI - VI° - FILTRI PASSIVI A COSTANTI DISTRIBUITE
i3HEV, mario
Ciao a tutti!
Rieccoci qui, a parlare brevemente di un argomento "collaterale" ma
assai interessante: quando le frequenze sono abbastanza alte, diventano
proponibili realizzazioni che sfruttino componenti a costanti
distribuite; il vantaggio di queste tecniche � che i componenti di
questo tipo offrono tipicamente perdite estremamente contenute, e quindi
fattori di merito alti o addirittura altissimi. Qui faremo in merito
giusto due chiacchiere, s'intende senza alcuna pretesa di completezza...
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| 6 - FILTRI PASSIVI A COSTANTI DISTRIBUITE |
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La struttura fondamentale di un filtro a costanti distribuite � la
stessa che nel caso a costanti concentrate, quello che cambia � la
maniera di realizzare le reattanze necessarie: nei filtri a costanti
distribuite, infatti, in sostituzione dei tradizionali risonatori LC si
sfruttano le reattanze offerte da tratti di linee di lunghezza opportuna
per ottenere sistemi selettivi con prestazioni particolarmente elevate.
Il progetto di base del filtro quindi si fa sostanzialmente nello stesso
modo, differenziandosi solo alla fine, al momento cio� della scelta dei
componenti, che nei filtri a costanti distribuite in linea generale
possono essere di tre tipi: i tratti di linea, gli stub e le cavit�
risonanti. Nel seguito, vediamo uno alla volta questi due tipi di
componenti, cercando di dare qualche indicazione pratica sulla loro
realizzazione, mentre per la teoria di funzionamento gli interessati
potranno trovare gran copia di materiale e trattazioni in qualunque
testo di radiotecnica decente.
*** TRATTI DI LINEA ***
Il tratto di linea � il componente fondamentale di tutti i circuiti a
costanti distribuite; si tratta semplicemente, come dice il nome, di un
pezzo di linea di trasmissione caratterizzato al solito dalla sua
impedenza caratteristica Zo e dalla velocit� del campo elettromagnetico
al suo interno, spesso indicata non come valore assoluto ma
relativamente alla velocit� della luce nel vuoto Co = 299792458 m/s, ma
sotto forma di rapporto Fv tra la velocit� dell'onda nella linea e nel
vuoto, rapporto che si chiama *** fattore velocit� *** della linea e
dipende dalla permittivit� dielettrica e dalla permeabilit� magnetica
del mezzo che circonda e/o riempie i conduttori della linea (ricordiamo
ancora una volta che l'onda non viaggia nei fili, ma nello spazio
intorno ad essi!).
Se il tratto di linea viene chiuso su una certa impedenza ZL,
all'ingresso della linea vedremo un'impedenza pari a:
ZL + j Zo * tan(B*L)
Zi = ---------------------- * Zo
Zo + j ZL * tan(B*L)
dove ZL e Zo sono le impedenze in gioco, L � la lunghezza fisica del
tratto di linea e compare il cosiddetto "numero d'onda" nella linea:
B = 2 * pi.greco/lambda = (2 * pi.greco * F) / (Co * Fv).
Questa formula si semplifica parecchio quando l'impedenza di carico ZL
diventa infinita o nulla, che corrisponde rispettivamente ad un circuito
aperto o ad un cortocircuito.
Il primo caso per� non siamo affatto bravi a farlo: quando lasciamo
aperta una linea, la potenza a RF che arriva alla fine non riesce
affatto a tornare tutta indietro, ma al contrario viene parzialmente
irradiata, cos� che il circuito aperto diventa sostanzialmente
equivalente ad una resistenza, per di pi� di un valore che difficilmente
riusciamo a prevedere... perci�, in pratica usiamo solo linee chiuse su
un'impedenza ben precisa, oppure in cortocircuito (che, almeno questo
s�, riusciamo invece a fare piuttosto bene).
La funzione trigonometrica "tangente" � periodica, cio� si ripete
identica ad ogni ciclo - nessun riferimento politico, beninteso! >:) - e
la sua periodicit� � di mezzo giro (ossia 180� ovvero pi.greco). Nel
nostro caso, la periodicit� si manifesta sulla lunghezza L del tratto di
linea, e il ciclo ricomincia e si ripete quando la lunghezza elettrica
della linea, che � l'unico dato variabile nell'argomento della tangente,
e quindi all'ingresso del tratto di linea vediamo un'impedenza che varia
con la lunghezza del tratto e si ripete periodicamente con un periodo
pari a mezza lunghezza d'onda elettrica.
Nel mondo reale, s'intende, questa periodicit� � solo teorica, perch�
nella pratica ci si mettono le perdite, che fanno cambiare, sia pure
lentamente, la situazione e l'andamento dell'impedenza non � pi�
esattamente periodico. Per evitare di doverci gestire anche questo
grattacapo, nelle realizzazioni pratiche prenderemo quasi sempre in
considerazione la pi� piccola lunghezza L che ci fornisce l'impedenza
desiderata (solo in qualche caso � proprio impossibile, nel senso che
non ci si arriva materialmente, e allora si sceglie - giocoforza! - una
lunghezza un po' superiore).
Se la linea viene chiusa su un'impedenza finita, la trasformazione della
impedenza lungo la linea � tale che le parti reale ed immaginaria
vengono "rimescolate" tra loro, in modo che se ad esempio chiudiamo la
linea su un'impedenza puramente reale, all'ingresso della linea ci
troviamo comunque con una componente reale (resistiva) ed una
immaginaria (reattiva); quest'ultima, in particolare, rende conto della
potenza accumulata nella linea sotto forma di onde stazionarie.
Solo nel caso in cui il carico sia puramente reattivo, allora
l'impedenza d'ingresso sar� a sua volta puramente reattiva: questa
situazione esprime naturalmente il fatto che non essendoci nessuno a
dissipare alcunch�, non c'� perdita di potenza! E difatti, non appena
prendiamo in considerazione una linea reale, che di perdite per quanto
poche ne ha sempre, la cosa non � pi� vera!
Per inciso, sulla carta di Smith/Volpert/Kurokawa la variazione
dell'impedenza con la lunghezza corrisponde, com'� noto, ad una
rotazione del punto intorno al centro del sistema di riferimento.
Si potrebbe dimostrare (ma non lo facciamo: � facile ma noioso!) che al
variare della lunghezza del tratto di linea, qualunque sia l'impedenza
di carico ZL, esistono due punti nei quali si avr� un'impedenza Zi la
cui parte reale � esattamente uguale alla Zo della linea: se in questo
punto della linea aggiungiamo una reattanza uguale e contraria, si
ottiene l'adattamento (questa � la ragione dietro all'adattamento a
singolo stub che abbiamo gi� citato in passato). La stessa identica cosa
vale per le ammettenze, per cui in totale avremo sempre quattro
possibilit� di adattamento - ma di questo parleremo un'altra volta.
Invece � interessante osservare cosa succede in corrispondenza ad un
paio di valori "semplici" della lunghezza del tratto di linea; prima di
tutto, quando L = lambda/2, la tangente si annulla e l'impedenza vista �
esattamente uguale a quella di carico (da qui nascono le centomila
leggende metropolitane sulla necessit� di tagliare i cavi a lunghezza
lambda/2, cosa che ha una sua utilit� solo quando stiamo facendo delle
misure di impedenza in modulo e fase). Il secondo caso particolare si ha
quando la linea � lunga lambda/4 (trasformatore a quarto d'onda); in
questo caso, infatti, la tangente assume valore infinito, e si ottiene:
Zo^2
Zi = ------
ZL
Il trasformatore a lambda/4 � quindi utile ad alzare od abbassare le
impedenze in gioco; scegliendo opportunamente la Zo della linea,
possiamo spesso realizzare un adattamento soddisfacente, anche se
purtroppo solo a banda stretta.
*** STUB ***
Lo stub � un caso particolare della linea che abbiamo visto sopra,
quando la chiudiamo in corto circuito o la lasciamo aperta a vuoto; come
abbiamo gi� detto, per�, la linea aperta non si comporta bene, per cui
noi prenderemo in considerazione prevalentemente il caso del corto
circuito. La formula che ci d� l'impedenza del tratto di linea si
semplifica notevolmente, riducendosi a:
Zi = j Zo * tan(B*L)
Come si vede, l'impedenza che si ottiene � puramente reattiva, equivale
cio� ad una induttanza o ad una capacit� che sono prive di perdite,
quanto meno nella misura in cui lo � la linea utilizzata.
Ottenere una qualsiasi reattanza X � molto semplice, basta scegliere un
tratto di linea della lunghezza giusta e chiuderlo in corto circuito; la
lunghezza necessaria si ottiene invertendo la formula:
L = (1/B) * arctan(X/Zo)
In particolare, possiamo osservare che se la linea � lunga esattamente
un quarto d'onda, l'impedenza nulla del cortocircuito viene trasformata
in un'impedenza infinita, e questo, si noti bene, il miglior surrogato
di circuito aperto che riusciamo a realizzare. Lunghezze minori di 1/4
d'onda danno reattanze induttive, mentre con lunghezze maggiori si hanno
reattanze capacitive.
Nel caso di una linea ideale, il fattore di merito Qo della reattanza �
infinito; l'effetto delle perdite in una linea reale � quello di
introdurre un fattore di merito finito, che � tanto pi� piccolo quanto
maggiori sono le perdite e quanto pi� lungo � il tratto di linea
utilizzato. Per avere almeno un'idea di quello che stiamo facendo,
dobbiamo cercare di stimare il Q in base alle perdite della linea.
Prima di tutto, come facciamo a misurare le perdite? Le risposte
possibili sono molte, fin troppe, ma la misura pi� semplice la facciamo
senz'altro con il rosmetro: prendiamo un bel tratto di cavo lungo,
magari una matassa da 50-100 metri, la chiudiamo in corto circuito
all'estremit�, la colleghiamo ad un generatore (che poi sarebbe il
nostro TX - che altro?) e, magari con l'accortezza di abbassare un po'
la potenza d'uscita, misuriamo il ros. L'attenuazione di potenza nel
tratto di linea � data da:
/ ros - 1 \2
Ap = | --------- |
\ ros + 1 /
Questa attenuazione corrisponde ad un doppio passaggio nel cavo (andata
e ritorno!); da questa e dalla lunghezza L della linea possiamo ricavare
l'attenuazione in dB per metro in maniera semplice:
Am = [ 10 * log10(Ap) ] / 2L
Ad esempio, se con una matassa da 50 m otteniamo un ros=3, la nostra
attenuazione vale Ap = 0,25 e l'attenuazione per metro vale
Am = 0,06 dB/m , ovvero 6dB/100m (che � abbastanza normale).
Se viceversa sappiamo l'attenuazione per metro, possiamo trovare
facilmente l'attenuazione effettiva con la formula inversa:
Ap = 10^(2Am*L/10)
Ora che conosciamo l'attenuazione, torniamo al nostro fattore di merito;
senza stare troppo a far i sofistici, ricordando che il Qo � il rapporto
tra la potenza immagazzinata e quella dissipata, possiamo considerare
che la potenza immagazzinata nella linea sotto forma di onde stazionarie
� pari alla potenza riflessa, per cui se Pi � la potenza incidente
prodotta dal generatore: Pr = Pi * Ap, mentre la potenza dissipata � il
resto: Pd = Pi - Pr = Pi * (1 - Ap). Allora possiamo ragionevolmente
considerare che il fattore di merito valga:
Pr Ap
Qo = ---- = --------
Pd 1 - Ap
=== ESEMPIO ===
Vediamo dove ci porta tutto questo: supponiamo di voler realizzare una
reattanza equivalente ad un'induttanza da 0,4 uH alla frequenza di 50
MHz, con un cavo coassiale RG58, e vediamo che Qo si riesce a spuntare.
Per prima cosa, calcoliamo la reattanza necessaria:
X = 2 * pi.greco * F * L = 2 * 3.14 * 50 MHz * 0,4 uH = 125.66 Ohm.
Ora calcoliamo la lunghezza necessaria:
B * L = arctan(X/Zo) = arctan(125.66/50) = 1.192
(ah, ricordatevi che sulla calcolatrice dovete impostare i calcoli in
**radianti**, altrimenti � dura...)
Ora, calcoliamo il numero d'onda:
B = (2 * pi.greco * F) / (Co * Fv) =
= (2 * 3.14 * 50 MHz) / (300000000 m/s * 0.66) = 1.57 m^-1
Infine, ecco la lunghezza necessaria:
L = 1.192 / (1.57 m^-1) = 0.759 m
Le perdite di questo cavo alla frequenza che ci interessa sono suppergi�
di 12 dB/100 m; la perdita nel tratto di cavo che ci interessa quindi
vale suppergi� Ap = 0.959, per cui Qo = ~ 23.3 .
A dire il vero, questo non � esattamente un fattore di merito
entusiasmante... c'� anche da dire, per�, che una linea peggiore era
difficile sceglierla >:)
Una scelta nettamente migliore sono le linee bifilari a piattina, che
hanno perdite molto basse (ma con lo svantaggio di non essere schermate,
per cui si possono avere interferenze); ma anche un coassiale con
perdite pi� basse pu� dare prestazioni decisamente migliori. Ad esempio,
usando uno spezzone di cavo RG213, che a 50 MHz ha una perdita tipica di
4,5dB/100m (ma c'� anche chi promette un'attenuazione migliore), si
sarebbe ottenuto un Qo = ~ 63, e con un coassiale di alta qualit�,
magari al teflon, si sarebbe fatto ancora meglio.
=== FINE ESEMPIO ===
I vantaggi maggiori si hanno a frequenze elevatissime (UHF e microonde),
alle quali � facile costruire linee bifilari con attenuazioni davvero
molto contenute; inoltre, a frequenze sufficientemente elevate si
possono usare le guide d'onda metalliche, che consentono modi di
propagazione non TEM, ma permettono di inserire reattanze e punti di
regolazione sotto forma di viti, iridi e una vasta gamma di oggetti che
a dir la verit� sembrano pi� meccanici che elettronici :)
Un'altra possibilit� estremamente interessante � quella di sfruttare le
linee di trasmissione costruite direttamente su un circuito stampato
(microstrip), mescolando direttamente componenti a costanti concentrate
e distribuite in uno stesso circuito, ma di questo non parleremo oltre.
Riprendiamo un momento in mano lo stub cortocircuitato, che abbiamo
visto offrire un'impedenza "praticamente infinita" (si fa sempre per
dire, beninteso...) alla frequenza per la quale un quarto della
lunghezza d'onda coincide esattamente con la lunghezza elettrica della
linea; come abbiamo gi� visto, se ci spostiamo a frequenze superiori
otteniamo un comportamento capacitivo, mentre a frequenze inferiori
abbiamo un comportamento induttivo.
Questa � la descrizione del comportamento di un circuito risonante
parallelo, ed in effetti uno stub a quarto d'onda si comporta quasi
esattamente come un risonatore parallelo, salvo per un piccolo
dettaglio, peraltro gi� pi� volte annunciato: mano a mano che la
frequenza sale, si passa dal comportamento induttivo alla risonanza al
comportamento capacitivo.
Continuando a salire con la frequenza, ad un certo punto si arriva alla
frequenza per la quale la lunghezza elettrica dello stub � pari a mezza
lunghezza d'onda, ed � facile vedere che a questa frequenza lo stub si
comporta come un cortocircuito, ossia come un circuito risonante in
serie; salendo ulteriormente, si passa ad un nuovamente al comportamento
induttivo, ad una nuova risonanza parallelo, poi ancora al comportamento
capacitivo e cos� via all'infinito!
Insomma, la stessa linea di trasmissione, al variare della frequenza, si
comporta da induttanza, risonatore parallelo, capacit�, risonatore serie
e via ricominciando il ciclo... di conseguenza, i filtri che si
realizzano usando componenti a costanti distribuite sono periodici, o
quanto meno ci vanno vicino, per cui non � possibile realizzare filtri
con risposte che si estendano oltre l'ottava; per contro, quando invece
vogliamo ottenere una risposta a banda stretta, le tecniche a costanti
distribuite si prestano benissimo.
*** CAVITA' RISONANTI ***
Una cavit� risonante non � sostanzialmente diversa da uno stub; la
differenza fondamentale � che la linea di trasmissione non � una linea
bifilare come quelle che abbiamo visto fino ad ora ma tipicamente una
guida d'onda, che offre un'attenuazione decisamente inferiore.
La differenza di fondo � che in una guida d'onda la propagazione non �
TEM, il che significa che non possiamo individuare tensioni e correnti
associate alle onde che si propagano nello stesso modo in cui lo
facciamo con le linee bifilari; la difficolt� quindi sta nell'accoppiare
le cavit� risonanti con i circuiti pi� tradizionali, il che si ottiene
per mezzo di piccole antenne sistemate all'interno della cavit�, che
agiscono da trasduttori tra il mondo a due fili e quello delle guide.
Il motivo per accollarsi tutta questa rottura di scatole � che una
cavit� risonante pu� tranquillamente raggiungere un fattore di merito
dell'ordine di 10-20 mila, praticamente lo stesso ordine di grandezza di
un quarzo. La progettazione di una cavit� risonante e del relativo
interfacciamento per� richiede tecniche particolari, completamente
diverse da quelle tipiche dei circuiti bifilari, e ci dovremo
accontentare di questo brevissimo accenno perch� proprio non � il caso
di affrontare il problema in questo contesto (soprattutto perch� le
formule sono complesse e le restrizioni del mezzo usenet lo renderebbero
davvero impossibile).
====================================================================
Per oggi quindi ci fermiamo qui: ciao a tutti e alla prossima! :)
--
73 es 51 de i3hev, op. mario
Non � Radioamatore, se non gli fuma il saldatore!
- Campagna 2006 "Il Radioamatore non � uno che ascolta la radio"
it.hobby.radioamatori.moderato
http://digilander.libero.it/hamweb
http://digilander.libero.it/esperantovenezia
Piero Soldi
i3HEV, mario ha scritto:
>
> Ciao a tutti!
[CUT]
...
> Questa formula si semplifica parecchio quando l'impedenza di carico ZL
> diventa infinita o nulla, che corrisponde rispettivamente ad un circuito
> aperto o ad un cortocircuito.
>
> Il primo caso perￜ non siamo affatto bravi a farlo: quando lasciamo
> aperta una linea, la potenza a RF che arriva alla fine non riesce
> affatto a tornare tutta indietro, ma al contrario viene parzialmente
> irradiata, cosￜ che il circuito aperto diventa sostanzialmente
> equivalente ad una resistenza, per di piￜ di un valore che difficilmente
> riusciamo a prevedere... perciￜ, in pratica usiamo solo linee chiuse su
> un'impedenza ben precisa, oppure in cortocircuito (che, almeno questo
> sￜ, riusciamo invece a fare piuttosto bene).
Gia' tempo fa ne abbiamo scritto sul N.G. incidentalmente, e,
come gia' dissi, NON mi trovi d'accordo nel considerare il
circuito aperto in maniera diversa dal cortocircuito.
( rif: "misurometri lancettoscopici" :-) ).
Naturalmente, senza considerare la rotazione di fase.
Altrimenti come si farebbe a tarare un VNA ( es: 8753C HP ) col sistema
S.O.L.T. anche quando il piano di riferimento e' spostato rispetto
ai connettori in-out, tramite un pezzo di linea coassiale ?
Che ci possa essere un *leggerissimo* irradiamento posso anche
accettarlo, ma considerare i due casi totalmente diversi, no !
[CUT]
> Se la linea viene chiusa su un'impedenza finita, la trasformazione della
> impedenza lungo la linea ￜ tale che le parti reale ed immaginaria
> vengono "rimescolate" tra loro, in modo che se ad esempio chiudiamo la
> linea su un'impedenza puramente reale,
*diversa da Zo*
all'ingresso della linea ci
> troviamo comunque con una componente reale (resistiva) ed una
> immaginaria (reattiva); quest'ultima, in particolare, rende conto della
> potenza accumulata nella linea sotto forma di onde stazionarie.
>
Naturalmente tutto questo IMO !
73 de I5SPO, Piero.
i3HEV, mario
Piero Soldi wrote:
> ...come gia' dissi, NON mi trovi d'accordo nel considerare il
> circuito aperto in maniera diversa dal cortocircuito. ...
> ...Altrimenti come si farebbe a tarare un VNA ( es: 8753C HP ) col sistema
> S.O.L.T. anche quando il piano di riferimento e' spostato rispetto
> ai connettori in-out, tramite un pezzo di linea coassiale ? ...
be', che io sappia nelle metodiche standard quando serve un circuito
aperto se ne usa sempre uno finto, simulato con un corto e un quarto
d'onda; una linea aperta come standard non l'ho proprio mai vista in
nessuna procedura di misura :-o
Peraltro, la Agilent stessa dice che il metodo SOLT, benchￜ molto
diffuso, non ￜ che sia granchￜ affidabile, e non a caso indica come suo
principale difetto la difficoltￜ a quantificare i termini di reattanza
parassita...
> Che ci possa essere un *leggerissimo* irradiamento posso anche
> accettarlo, ma considerare i due casi totalmente diversi, no ! ...
no, non ￜ che siano "totalmente diversi", ma l'attendibilitￜ di un corto
ￜ davvero molto piￜ elevata di quella di un circuito aperto: se ti
piazzi con un misuratore di campo alla fine di una linea aperta, vedrai
che l'irradiazione ￜ tutt'altro che leggerissima - tanto che costituisce
il principio di funzionamento delle antenne ad apertura! E' chiaro che
se poi ci metti una tromba l'irradiazione aumenta... ;)
> .... *diversa da Zo* ....
oh be', assolutamente sￜ! Lo davo per scontato... se il carico ￜ pari a
Zo, la potenza riflessa ￜ nulla, non c'ￜ accumulo nella linea e quindi
non c'ￜ alcuna componente reattiva :)
Ciao!
--
73 es 51 de i3hev, op. mario
Non ￜ Radioamatore, se non gli fuma il saldatore!
- Campagna 2006 "Il Radioamatore non ￜ uno che ascolta la radio"
Piero Soldi
> Ciao Piero,
>
> Piero Soldi wrote:
>
>> ...come gia' dissi, NON mi trovi d'accordo nel considerare il
>> circuito aperto in maniera diversa dal cortocircuito. ...
>> ...Altrimenti come si farebbe a tarare un VNA ( es: 8753C HP ) col
>> sistema
>> S.O.L.T. anche quando il piano di riferimento e' spostato rispetto
>> ai connettori in-out, tramite un pezzo di linea coassiale ? ...
>
> be', che io sappia nelle metodiche standard quando serve un circuito
> aperto se ne usa sempre uno finto, simulato con un corto e un quarto
> d'onda; una linea aperta come standard non l'ho proprio mai vista in
> nessuna procedura di misura :-o
>
Basta cercare i kit di calibrazione per VNA di Agilent, R&S, Wiltron,
etc che hanno connettori in corto, *aperti*, chiusi su 50 ohm, passanti.
NON ho visto il sistema ( ottimo ! ) che dici, nei kit che conosco,
probabilmente perche' e' dipendente dalla frequenza, mentre molte
misure devono essere fatte a largo spettro.
> Peraltro, la Agilent stessa dice che il metodo SOLT, benchￜ molto
> diffuso, non ￜ che sia granchￜ affidabile, e non a caso indica come suo
> principale difetto la difficoltￜ a quantificare i termini di reattanza
> parassita...
>
Ma continua a vendere i kit calibrazione fatti come sempre...
( causa la taratura a tutte le frequenze )
>> Che ci possa essere un *leggerissimo* irradiamento posso anche
>> accettarlo, ma considerare i due casi totalmente diversi, no ! ...
>
> no, non ￜ che siano "totalmente diversi", ma l'attendibilitￜ di un corto
> ￜ davvero molto piￜ elevata di quella di un circuito aperto: se ti
> piazzi con un misuratore di campo alla fine di una linea aperta, vedrai
> che l'irradiazione ￜ tutt'altro che leggerissima - tanto che costituisce
> il principio di funzionamento delle antenne ad apertura! E' chiaro che
> se poi ci metti una tromba l'irradiazione aumenta... ;)
Dipende MOLTO dalla frequenza a cui misuri il tutto, certo che a 10 GHz
l'irradiazione su un cavo come lo LR400 avviene di sicuro... :-)
( al di la' della forte attenuazione anche per poche decine
di cm di cavo )
Ma a frequenze di 10 MHz l'effetto e' limitato.
Al piacere di leggerti,
ciao,
Piero.
i3HEV, mario
> Basta cercare i kit di calibrazione per VNA di Agilent, R&S, Wiltron,
> etc che hanno connettori in corto, *aperti*, chiusi su 50 ohm, passanti.
>
> NON ho visto il sistema ( ottimo ! ) che dici, nei kit che conosco,
> probabilmente perche' e' dipendente dalla frequenza, mentre molte
> misure devono essere fatte a largo spettro. ...
Vabbe', questo ￜ il discorso del tester cinese... se ti accontenti del
risultato come viene, ￜ chiaro che tutto si puￜ fare! Una calibrazione
"a larga banda" serve per dare un'occhiata generale a quel che succede,
poi dove devi indagare e misurare seriamente si cambia musica :)
E' come quando sull'analizzatore di spettro imposti una scansione veloce
larga magari una decade o piￜ: ti fai senz'altro un'idea generale
(*molto* generale...) di quel che c'ￜ, l'importante ￜ non commettere poi
l'errore di pensare che quel che leggi sullo strumento sia proprio il
numero giusto.
Probabilmente, imho, il motivo per cui nei kit non c'ￜ ￜ che
praticamente ogni laboratorio di settore dispone di un corto mobile
tarato (che spesso ￜ in guida d'onda ma, se uno proprio non ce l'ha,
vanno bene anche i piￜ "antichi" fili di Lecher, che al bisogno si
realizzano rapidamente al volo), e quindi non ne dovrebbe avere bisogno...
> Ma continua a vendere i kit calibrazione fatti come sempre...
Se ￜ per questo, credo che venda anche kit di taratura LRM :)
Ma i kit SOLT costano meno, sono di uso semplice e... chi si contenta
gode! Per cui, beninteso se ti accontenti dei risultati, godi come un
riccio... ;)
> Dipende MOLTO dalla frequenza a cui misuri il tutto, certo che a 10 GHz
> l'irradiazione su un cavo come lo LR400 avviene di sicuro... :-)
> ... Ma a frequenze di 10 MHz l'effetto e' limitato. ...
Hai ovviamente ragione; ma, d'altra parte, si parlava di filtri a
costanti distribuite, e uno stub a 10 MHz ￜ lungo vari metri (con
perdite proporzionali)... chi si mette a fare un filtro a costanti
distribuite in HF? :)
Diciamo che queste sono tecniche che si cominciano ad usare quando i
tratti di linea cominciano a diventare sufficientemente piccoli... ;)
AleX
news:fCfVl.15808$9f6....@twister1.libero.it:
> Dipende MOLTO dalla frequenza a cui misuri il tutto, certo che a 10
> GHz l'irradiazione su un cavo come lo LR400 avviene di sicuro... :-)
> ( al di la' della forte attenuazione anche per poche decine
> di cm di cavo )
> Ma a frequenze di 10 MHz l'effetto e' limitato.
>
Uhmm, un circuito aperto, irradiazione a parte, lo modelli con una
reattanza capacitiva. Il cortocircuito con una reattanza induttiva (siamo
dalle parti di 1nH/cm se non ricordo male).
Tra i due � molto pi� stabile il secondo in relazione a quel che hai
intorno: il circuito aperto rischia di diventare un igrometro ;-)
73's AleX (IK5NJM)
ik7jwy
<mari...@libero.it> wrote:
>... chi si mette a fare un filtro a costanti
>distribuite in HF? :)
per esempio questi loschi figuri fissati con i contests... :-)
http://www.hamradioweb.org/forums/showthread.php?t=3391&highlight=stub
Prof, ovviamente questo thread sul NG � stato da me aggiunto alla
cartella delle cose da rileggere ogni tanto... ;-)
i3HEV, mario
ik7jwy wrote:
> per esempio questi loschi figuri fissati con i contests... :-)
> http://www.hamradioweb.org/forums/showthread.php?t=3391&highlight=stub
i soliti contestatori... >:)
Scherzi a parte, � chiaro che si pu� fare, ma ne' leggendo ne' dalle
immagini sono riuscito a capire quale sia la perdita d'inserzione, dato
che nel vostro caso mi pare abbastanza importante. Se le cose stanno
come sospetto, per una volta avete trasmesso, incredibile ma vero, con
la potenza legale... >:)
Comunque, il motivo per cui di solito non si fanno stub in HF � che a
queste frequenze un filtro a costanti concentrate di solito offre
prestazioni migliori: tanto per dire, ho provato a simulare un
equivalente a cc del triplo stub e mettendo gi� valori a caso - be', non
proprio a caso, diciamo a naso o, come diceva il mio prof di microonde,
"a sentimento" :) - con induttori con un Qo = 50 (quindi niente di
eccezionale!) si ottiene tranquillamente un abbattimento superiore ai
100 dB :)
> Prof, ovviamente questo thread sul NG � stato da me aggiunto alla
> cartella delle cose da rileggere ogni tanto... ;-)
Buon divertimento! :)
Ciao!
--
73 es 51 de i3hev, op. mario
Non � Radioamatore, se non gli fuma il saldatore!
- Campagna 2006 "Il Radioamatore non � uno che ascolta la radio"
i3HEV, mario
i3HEV, mario wrote:
> ... a queste frequenze un filtro a costanti concentrate di solito offre
> prestazioni migliori...
Ad esempio, questo: � un m-derivato, semplice semplice, con m=0.85, che
offre una perdita d'inserzione inferiore a 0,3 dB (con induttori con
Qo=50), con un abbattimento nella zona della seconda armonica pari a
circa 66 dB, e continua a comportarsi pi� o meno da passa basso anche
sulle armoniche successive :)
[FIDOCAD]
MC 35 15 0 0 120
MC 55 15 0 0 120
MC 50 20 1 0 120
MC 50 30 1 0 170
LI 25 15 35 15
LI 45 15 55 15
LI 65 15 75 15
LI 25 45 75 45
LI 50 45 50 40
LI 50 20 50 15
SA 50 15
SA 50 45
MC 75 15 0 0 000
MC 75 45 0 0 000
MC 25 45 2 0 000
MC 25 15 2 0 000
TY 37 8 4 2 0 1 2 * 1u25
TY 57 8 4 2 0 1 2 * 1u25
TY 53 23 4 2 0 1 2 * 0u25
TY 54 33 4 2 0 1 2 * 130p
Se poi mi dici che le vostre potenze sono eccessive per gli induttori a
costanti concentrate, allora � tutto un altro paio di maniche... :)
Piero Soldi
> Piccolo post scriptum :)
>
> i3HEV, mario wrote:
>
>> ... a queste frequenze un filtro a costanti concentrate di solito
>> offre prestazioni migliori...
>
> circa 66 dB, e continua a comportarsi piￜ o meno da passa basso anche
>
> [FIDOCAD]
> MC 35 15 0 0 120
> MC 55 15 0 0 120
> MC 50 20 1 0 120
> MC 50 30 1 0 170
> LI 25 15 35 15
> LI 45 15 55 15
> LI 65 15 75 15
> LI 25 45 75 45
> LI 50 45 50 40
> LI 50 20 50 15
> SA 50 15
> SA 50 45
> MC 75 15 0 0 000
> MC 75 45 0 0 000
> MC 25 45 2 0 000
> MC 25 15 2 0 000
> TY 37 8 4 2 0 1 2 * 1u25
> TY 57 8 4 2 0 1 2 * 1u25
> TY 53 23 4 2 0 1 2 * 0u25
> TY 54 33 4 2 0 1 2 * 130p
>
> Se poi mi dici che le vostre potenze sono eccessive per gli induttori a
>
> Ciao!
Ciao a tutti,
posso dire la mia ?
Il filtro e' proprio bellino, semplice ed efficiente.
Anche con potenze elevate e' possible costruirlo senza problemi,
casomai usando per l'unico condensatore uno di quelli ceramici a
barilotto ad alta tensione e corrente rf o un variabile ad aria di
adeguata spaziatura e ottima costruzione.
Va schermato bene, con distanza delle pareti della scatola di circa
mezzo diametro delle bobine, possibilmente a 90 gradi fra di loro.
Non mi piacciono i toroidi per questi circuiti, ma si possono usare
magari dei T300-2... :-) per andare sul sicuro con la potenza del TX.
E le dimensioni della scatola contenitore diventano piu' piccole.
Piero.
ik7jwy
<mari...@libero.it> wrote:
>Scherzi a parte, � chiaro che si pu� fare, ma ne' leggendo ne' dalle
>immagini sono riuscito a capire quale sia la perdita d'inserzione, dato
>che nel vostro caso mi pare abbastanza importante. Se le cose stanno
>come sospetto, per una volta avete trasmesso, incredibile ma vero, con
>la potenza legale... >:)
3 dB di perdita di inserzione ?!? Non so se prendermela di pi� per
l'allusione ad una potenza illegale oppure per quella ad una pessima
realizzazione del filtro .... :-PPPP
Scherzi a parte, non misurai la perdita di inserzione e purtroppo non
posso pi� farlo perch� il sistema di stubs in questione non � in mio
possesso. Ma ricordo che non notammo alcuna significativa differenza
nell'ampiezza dei segnali ricevuti bypassando il filtro. Ad ogni modo,
ho appena analizzato questo filtro con Elsie
(http://tonnesoftware.com/elsie.html) ed effettivamente la perdita di
inserzione alla frequenza da lasciar passare (3,5 MHz) risulta
irrisoria. Qualcosa in pi�, nel caso reale, si perdeva nelle
connessioni tra i tre spezzoni di cavo coassiale, ma considerata la
frequenza e la cura messa nel fare le saldature (almeno quelle...)
direi che la perdita di inserzione non fosse significativa.
i3HEV, mario
> 3 dB di perdita di inserzione ?!? Non so se prendermela di pi� per
> l'allusione ad una potenza illegale oppure per quella ad una pessima
> realizzazione del filtro .... :-PPPP
allusione? Quale allusione? >:)
Tornando seri: non si tratterebbe di pessima realizzazione, ma
semplicemente di limiti fisici dei componenti utilizzati: le perdite dei
cavi sono quello che sono, e non sempre si pu� riuscire a metter le mani
su roba ad alte prestazioni.
A parte questo, comunque, � chiaro che un'attenuazione di inserzione di
3 dB sarebbe altina, ma � quasi sempre del tutto tollerabile, e poi
guarda che non � nemmeno eccezionalmente alta: ad esempio, ci sono dei
filtri preselettori a banda stretta che hanno attenuazioni ben superiori.
> Scherzi a parte, non misurai la perdita di inserzione...
peccato...
> ...Ma ricordo che non notammo alcuna significativa differenza
> nell'ampiezza dei segnali ricevuti bypassando il filtro. ...
perch� un'attenuazione si noti dovrebbe essere appunto almeno
dell'ordine di 3 dB, senn� non te ne accorgi proprio... come minimo,
nelle giunzioni perdi 1/2 dB - e parlo di giunzioni perfette, altrimenti
nel perdi ben di pi� come niente... basta che pensi che un buon
connettore HF ne perde tipicamente 1/2 anche lui :)
i3HEV, mario
> posso dire la mia ?
e come no? :)
> Il filtro e' proprio bellino, semplice ed efficiente. ...
be', ￜ un classico - in tutti i sensi! :)
Volendo si puￜ senz'altro far di meglio, ma non in cinque minuti, a meno
di non aver un cu... ore generoso e tanta, tanta fortuna! :)
> Non mi piacciono i toroidi per questi circuiti, ma si possono usare
> magari dei T300-2...
neanche a me, perￜ una cosa alla quale non si pensa mai ￜ che gli
induttori si possono fare toroidali anche * senza * nucleo magnetico,
facendo senz'altro un po' piￜ di fatica ma in cambio ottenendo risultati
comunque (molto) migliori che con il solenoide :)
Ad esempio, si puￜ prendere un tubo in materiale adatto (polietilene,
polistirene, pet, vetro per i piￜ perfezionisti, al limite pvc che ￜ
facile da trovare) e curvarlo a ciambella, realizzando cosￜ un supporto
toroidale dielettrico sul quale avvolgere l'induttore.
E' chiaro che la mancanza di un nucleo magnetico riduce un po' il
confinamento del flusso (rispetto al classico toroide in ferrite o
pulviferro), ma la forma toroidale garantisce in ogni caso una chiusura
delle linee di campo che quindi tendono a rimanere dentro l'induttore
invece di andarsene a spasso a far danni per il mondo :)
Per inciso, volendo i nuclei toroidali a permeabilitￜ unitaria (aria
fresca, insomma!) si trovano giￜ in commercio, sotto il nome di mix "0";
di solito si usano per le frequenze piￜ alte, ma nulla impedisce di
usarli anche a frequenze relativamente basse! Il problema ￜ che il Qo
viene bassino (perchￜ ci vogliono tante spire...), ma almeno di sicuro
non saturano :)
Ciao!
--
73 es 51 de i3hev, op. mario
Non ￜ Radioamatore, se non gli fuma il saldatore!
- Campagna 2006 "Il Radioamatore non ￜ uno che ascolta la radio"
RoV
news:fCfVl.15808$9f6....@twister1.libero.it...
> i3HEV, mario ha scritto:
>> be', che io sappia nelle metodiche standard quando serve un circuito
>> aperto se ne usa sempre uno finto, simulato con un corto e un quarto
>> d'onda; una linea aperta come standard non l'ho proprio mai vista in
>> nessuna procedura di misura :-o
>>
>
> Basta cercare i kit di calibrazione per VNA di Agilent, R&S, Wiltron,
> etc che hanno connettori in corto, *aperti*, chiusi su 50 ohm, passanti.
>
> NON ho visto il sistema ( ottimo ! ) che dici, nei kit che conosco,
> probabilmente perche' e' dipendente dalla frequenza, mentre molte
> misure devono essere fatte a largo spettro.
Beh, se posso aggiungere un paio di bit in proposito...
Nel caso dei VNA e del metodo SOLT, e' ben noto il fatto che S,O,L non sono
ideali e considerarli tali non consentirebbe prestazioni decenti neanche
sotto i 3GHz. Scorrendo i menu dei VNA si trovano i modelli dei componenti
del kit usato, che una volta venivano forniti su un floppy disk. D'altra
parte il SOLT funziona benissimo con riferimenti non ideali, a patto che
siano modellati bene e che insieme consentano di risolvere il sistema di
equazioni di calibrazione.
In particolare l'elemento open non e' un semplice "nulla" (connettore
lasciato aperto), ma qualcosa che irradia meno e si presta meglio ad essere
modellato. Ad esempio un tappo con l'estremita' aperta o che ospita uno
spillo di materiale plastico.
Ciao,
--
RoV - IW3IPD
http://digilander.libero.it/rvise/
i3HEV, mario
RoV wrote:
> ... Scorrendo i menu dei VNA si trovano i modelli dei componenti
> del kit usato...
giusto! Sempre che tu abbia un VNA con idoneo software, beninteso... :)
Se invece ne hai uno "antico" o, peggio ancora, "casalingo", credo che
tra i men� non troverai niente del genere - anzi, probabilmente non
troverai nemmeno i men� :) :)
Ricordo vagamente che nel laboratorio della Grande Maria (Vadnjal!) la
taratura dei piani di riferimento si faceva con delle bellissime linee a
lunghezza variabile... ;)
Ciao!
--
73 es 51 de i3hev, op. mario
Non � Radioamatore, se non gli fuma il saldatore!
- Campagna 2006 "Il Radioamatore non � uno che ascolta la radio"
Piero Soldi
> Ciao Rob!
>
> RoV wrote:
>
>> ... Scorrendo i menu dei VNA si trovano i modelli dei componenti del
>> kit usato...
>
> giusto! Sempre che tu abbia un VNA con idoneo software, beninteso... :)
>
> Se invece ne hai uno "antico" o, peggio ancora, "casalingo", credo che
> troverai nemmeno i menￜ :) :)
>
:-) Uomo di poca fede ! :-)
Guarda bene questo progetto con kit, e poi fai girare il software,
gira anche senza avere il VNA e puoi vedere com' e' completo !
http://groups.yahoo.com/group/VNWA/
> Ricordo vagamente che nel laboratorio della Grande Maria (Vadnjal!) la
> taratura dei piani di riferimento si faceva con delle bellissime linee a
> lunghezza variabile... ;)
>
> Ciao!
Ri-ciao,
P.
RoV
news:h0bi6n$f5e$1...@tdi.cu.mi.it...
>
> Se invece ne hai uno "antico" o, peggio ancora, "casalingo", credo che tra
> i men� non troverai niente del genere - anzi, probabilmente non troverai
> nemmeno i men� :) :)
Certo! E in quest'ultimo caso anche il kit di calibrazione sara' casalingo
(visto quanto costano gli Agilent, i Maury, etc.). Ovviamente l'esempio era
solo per chiarire che l'esistenza della calibrazione SOLT non aggiunge piu'
di tanto al problema iniziale, cioe' il confronto dell'idealita' di un open
rispetto ad uno short.
>
> Ricordo vagamente che nel laboratorio della Grande Maria (Vadnjal!) la
> taratura dei piani di riferimento si faceva con delle bellissime linee a
> lunghezza variabile... ;)
Ho fatto "campi" con lei quando era ancora in forma, ma purtroppo non ho
avuto l'onore di visitare il laboratorio. D'altra parte il mio indirizzo era
"trasmissione dell'informazione", il tuo di sicuro "propagazione e antenne",
sempre se mi ricordo bene i nomi (tra un anno sara' trascorso un quarto di
secolo!!!)
i3HEV, mario
> :-) Uomo di poca fede ! :-)
>
> Guarda bene questo progetto con kit, e poi fai girare il software...
orca l'oca! :-o
Certo che non ci sono piￜ gli autocostruiti di una volta - questi sono
molto meglio! Ma farli su non dev'essere mica tanto facile... :)
Ciao!
--
73 es 51 de i3hev, op. mario
Non ￜ Radioamatore, se non gli fuma il saldatore!
- Campagna 2006 "Il Radioamatore non ￜ uno che ascolta la radio"
Piero Soldi
> Piero Soldi wrote:
>
>> :-) Uomo di poca fede ! :-)
>>
>> Guarda bene questo progetto con kit, e poi fai girare il software...
>
> orca l'oca! :-o
>
> Certo che non ci sono piￜ gli autocostruiti di una volta - questi sono
> molto meglio! Ma farli su non dev'essere mica tanto facile... :)
>
> Ciao!
E se vedi ben bene, c'e' un uso dei segnali di "aliasing" dei DDS che e'
qualcosa di non banale, tra le altre cose.
Normalmente arriva a 400-500 MHz, con l'uso degli "alias"
si raggiungono i 1300 MHz pero' a precisione ridotta.
Il costo del kit e' di 200 euro circa, poi ci vorra' tantissima
pazienza e tempo per realizzarlo, ma l'uso del calcolatore ha
semplificato notevolmente la realizzazione, unico neo, tra poco
spero eliminato, l'uso della porta parallela, che nei portatili
non e' piu' presente.
Vale la pena cercare sul sito Agilent la "Application Note "
numero 1287-3 dal titolo:
Applying Error Correction to Network Analyzer Measurements.
e darci un'occhiata.
Ciao a tutti,
Piero.
i3HEV, mario
> E se vedi ben bene, c'e' un uso dei segnali di "aliasing"...
be', sinceramente non avevo guardato cosￜ a fondo, il tempo ￜ sempre
tiranno :o/
> Il costo del kit e' di 200 euro circa, poi ci vorra' tantissima
> pazienza e tempo per realizzarlo, ... unico neo, tra poco
> spero eliminato, l'uso della porta parallela...
be', ma mi pare che ci siano in commercio numerosi oggettini che hanno
una usb dal lato pc ed una parallela dall'altra parte, si usano
abitualmente per le stampanti "legacy" e di solito costano anche
relativamente poco :)
> Vale la pena cercare sul sito Agilent la "Application Note "
> numero 1287-3 dal titolo:
> Applying Error Correction to Network Analyzer Measurements. ...
grazie, appena ho un po' di tempo la cerco, anche se poi perￜ dovrￜ
metterle in coda - una lunga coda, ahimￜ... ;)
i3HEV, mario
> Certo! E in quest'ultimo caso anche il kit di calibrazione sara' casalingo ...
eh gi� :)
> Ho fatto "campi" con lei quando era ancora in forma, ma purtroppo non ho
> avuto l'onore di visitare il laboratorio. D'altra parte il mio indirizzo era
> "trasmissione dell'informazione", il tuo di sicuro "propagazione e antenne"...
esatto :)
Ho avuto l'onore di essere ammesso a pasticciare nel suo laboratorio
durante il corso di microonde - eravamo in tutto in sette e, come di
consueto, avevamo assunto la denominazione di "figli di Maria" :)
Era considerato un vero privilegio: di solito non lasciava entrare
nemmeno gli ordinari, solo i "suoi" studenti :) :)
Piero Soldi
> be', ma mi pare che ci siano in commercio numerosi oggettini che hanno
> una usb dal lato pc ed una parallela dall'altra parte, si usano
> abitualmente per le stampanti "legacy" e di solito costano anche
> relativamente poco :)
>
Sfortunatamente le sequenze di timing del converter USB --> Parallela
non si adattano alle temporizzazioni molto strette che servono per
pilotare il VNA.
il progettista sta sviluppando una modifica che si spera possa ovviare.
Ciao,
Piero.