Commutateur à mosfet avec limitation de courant. Aide ?
Franck T
je pietine un peu pour la réalisation d'un commutateur de puissance
à mosfet avec limitation de courant , un truc simple du genre de celui
decrit dans le traité de l'électronique
de Horowitz & Hill , figure 3.72C , chapitre 3.14...
( mosfet P , resistance de mesure de courant et transitor PNP dans le
circuit source qui
assure la limitation en courant )
Le problème vient du fait que mon application un peu particulière nécessite
la commutation d'un courant
limité à environ 2A, d'une durée de quelques ms , mais dans une gamme large
de resistance
de charge de quelques ohms à quelques centaines, relié à la masse ( donc
commutation
par le "haut" ) , ce qui fait que l'alimentation est de l'ordre de 300V...
Je ne trouve pas de canal p pour que cela reste dans sa "Safe Operating
Area".
Avec des N, j'en ai trouvé à prix raisonnable pour qui ca ne poserait pas de
problème.
( Pour info au début je voulais m' orienter vers des bipolaires, mais leur
SAO
sont plus contraignantes. Claquage secondaire d'apres ce que j'ai cru
comprendre ? )
Apres ces explications, ma question ...
Auriez vous une idée pour faire ça avec un canal N ?
Pas de contraintes de grande rapidité de commutation, ni de grande
précision/stabilité
dans la valeur de limitation du courant.
S'il faut par exemple rajouter une alim flottante auxilaire pour la
commande de la gate
ce ne serait pas un souci...
Merci pour vos idées.
Cordialement
Franck
Habib Bouaziz-Viallet
Je dirais qu'on peut fort bien utiliser des MOSFET N pour réaliser cette
fonction. Il faut et il suffit dans un premier temps de choisir le MOSFET
adéquat (IRF5XX par exemple), regarder et analyser Id(Vgs) avec Vds comme
paramètre et ne pas dépasser la puissance maxi Pmax admissible par le
MOSFET (au besoin mettre plusieurs MOSFET EN //). En gros on utilise le
composant comme une résistance (Rds) contrôlée en tension (Vgs).
Par ailleurs si il s'agit de limiter à 2A le courant dans la charge, une
commande par seuil suffit (pas besoin de boucle d'asservissement).
Pour tout cela spice est ton ami.
La seule contrainte est que la charge n'est plus référencée au 0 Volt
(c'est que ce que tu pourrait appeler une commande vers le bas)
>
> Merci pour vos idées.
>
> Cordialement
>
> Franck
Habib
Fred Bartoli
Et bien, pourquoi poses-tu la question puisque *tu as* la solution :-)
Cherche encore un peu, tu y es presque.
Maintenant il est douteux que tu aies besoin de la précision qu'apporte
un AOP et on peut donc sûrement simplifier un peu le montage.
Mais la première question a se poser est: est-il vraiment indispensable
d'avoir une commande "par le haut", car ça complexifie un tant soit peu
les choses.
--
Thanks,
Fred.
Franck T
>
> Et bien, pourquoi poses-tu la question puisque *tu as* la solution :-)
> Cherche encore un peu, tu y es presque.
>
> Maintenant il est douteux que tu aies besoin de la précision qu'apporte un
> AOP et on peut donc sûrement simplifier un peu le montage.
>
> Mais la première question a se poser est: est-il vraiment indispensable
> d'avoir une commande "par le haut", car ça complexifie un tant soit peu
> les choses.
>
>
> --
> Thanks,
> Fred.
Bonsoir Fred et Habib ,
merci de votre attention.
En ce qui concerne la commande par le haut , c'est à peu pres
indispensable dans mon cas , puisque ce commutateur ne sera qu'une partie
d'un ensemble qui serait en fait plus complexe si je devais commuter par
le bas.
Mes cours d'électronique de puissance sont bien loin et les Mos
n'ont été qu'abordé que tres superficiellement, donc je tatonne...
J'ai manipulé un peu hier ( Habib me conseille la simulation , mais
malheureusement je ne pratique pas... J'ai essayé brièvement
SwCad de Linear technology et commence à peine à savoir tracer
le schéma... ;-) Ca viendra peut etre... )
J'ai retenu le schema de Horowitz & Hill en le transposant
avec du N et en utilisant une alim auxiliaire flottante pour
le contrôle de la gate. S'il faut rester là dessus j'utiliserai
un petit convertisseur DC-DC isolé.
J'ai bricolé la dessus : Schéma degueul.. à main levé, désolé...
http://cjoint.com/?dBxKAYbSpm
Avec une tension principale plus réduite ( 30 V )
vu que je n'avais sous la main que des IRF540 ( 100 V ).
J'envisage d'utiliser un IRFP 22N50A ( 500V 22A )
dont la SOA ,si j'ai bien compris..., devrait lui permettre
d'encaisser le choc.
J'ai réglé le diviseur pour limiter à environ 2A.
Ca aurait l'air de marcher ? Testé en balancant des
impuslions au générateur durée <10 ms, période >100 ms
avec une charge de quelques ohms, et en visualisant les
impulsions résultantes aux bornes de R "mesure" de 1 ohm.
Ca vous semble correct ?
Merci encore.
Cordialement
Franck
Fred Bartoli
Et bien tu vois que tu y étais :-)
(mais la source n'est reliée qu'à la 1 ohm et au diviseur de base.
Et pour limiter la puissance de la résistance, je réduirais la 1ohm à
0.33ohm, et ne garderais qu'une résistance en série avec la base, style 1K.
Si tu n'as besoin que d'implusions de courant et pas d'un état permanent
tu peux supprimer l'alimentation aux. et utiliser une capa et une diode
à la place.
Capa à la place de ton alim 12V et diode entre +12 flottant et une alim
+12 référencée à la masse.
Le pb de ton application vient de ta charge qui peut être voisine de
zero. La puissance dissipée crête avoisinne donc les 600W, et tu dois
compter sur l'inertie thermique des différentes parties du transistor
pour lisser la température.
Attention, la courbe SOA n'est que pour une seule impulsion, température
de départ=25°C, température finale 150°C.
La figure 11 est celle à utiliser dans le cas d'impulsions répétées,
mais ton cas est difficile pour un seul mosfet.
Pour ton application ,j'aurais plutôt tendance à faire une petite alim
à découpage montée en générateur de courant => pas de dissipation.
Ou peut-être peux-tu faire varier la tension d'alim en fonction de la
charge prévue?
--
Thanks,
Fred.
Habib Bouaziz-Viallet
Dans la perspective que le montage fonctionne i.e Imax=2A
1/ La resistance de 1ohm va dissper 1W jusque là Ok,
2/ en faisant Rch=0 (pire cas) la puissance dissipée par le MOSFET vaudra
600W !!! eh bien je mettrais plusieurs MOS en //,
3/ rien d'autre que l'analyse préalable de la caractéristique Id(Vgs)
(param Vds) et ensuite la simulation peuvent raisonnablement démontrer que
le montage fonctionne. Quelques heures suffisent à cela.
Une dernière remarque :
Ce montage, dans le principe, doit fonctionner mais il a le défaut d'après
moi d'être fortement tributaire du gain statique du transistor bipolaire
et par conséquent difficilement reproductible en l'état (il doit y avoir
un élément de réglage). Un intérêt évident de la simulation et de faire
varier les paramètres de gain du transistor et aussi voir ce qui se passe
en température ... etc.
> Avec une tension principale plus réduite ( 30 V ) vu que je n'avais
sous
> la main que des IRF540 ( 100 V ). J'envisage d'utiliser un IRFP 22N50A (
> 500V 22A ) dont la SOA ,si j'ai bien compris..., devrait lui permettre
> d'encaisser le choc.
> J'ai réglé le diviseur pour limiter à environ 2A. Ca aurait l'air de
> marcher ? Testé en balancant des impuslions au générateur durée <10 ms,
> période >100 ms avec une charge de quelques ohms, et en visualisant les
> impulsions résultantes aux bornes de R "mesure" de 1 ohm.
>
> Ca vous semble correct ?
>
> Merci encore.
y a pas de mal.
> Cordialement
>
> Franck
Habib
Habib Bouaziz-Viallet
Je corrige P(résistance) = 4W à l'évidence. (scouzi !)
Franck T
Sur le "schéma" fait à la va vite hier soir, il y avait effectivement
une liaison de trop....
Dans ma manip elle n'y etait pas évidemment.
J'ai un peu continué et réussi à bruler l'IRF
en forcant un peu... court-circuit et augmentation déraisonnable
du rapport cyclique... ;-)
Je vais donc me pencher un peu plus sur la courbe
fig 11 et tacher de comprendre...
Envisager s'il le faut un doublage du mos ?
Dans mon cas les impulsions sont de l'odre de
quelques ms et peuvent se répéter de façon irrégulière
toutes les quelques secondes.
Enfin je vais tacher de simuler ça, c'est vrai
que ce serait l'idéal...
Connaissez vous un outil libre ( j'ai commencé
à survoler SwCad ) et rapide à prendre en main ?
Je dois avoir sous la main un CD d'elektor de
compilations de demos de logiciels. Je vais
y jeter un coup d'oeil.
Merci encore.
Franck
Fred Bartoli
Si tu dois te mettre à spice oublie les autres et utilise SwCad
(maintenant LTSpice).
Attention, sauf les modèles de mosfet n'intègrent pas l'aspect thermique
et celui-ci doit être ajouté à coté.
Avoir plusieurs mos en // (avec chacun sa résistance de source) peut
effectivement être une bonne chose. On peut aussi aller au dela de 2.
--
Thanks,
Fred.
Franck T
>
> Si tu dois te mettre à spice oublie les autres et utilise SwCad
> (maintenant LTSpice).
>
Y aurait-il des "tutoriels" en ligne... ?
Quand on débute là dessus comme moi ,
la prise en main n'est pas évidente ...
Je commence à peine à laborieusement poser
quelques composants... :-(
Bonne journée
Franck
Fred Bartoli
Fichier d'aide je pense. Sinon il y a un groupe yahoo assez actif.
--
Thanks,
Fred.
Franck T
> 2/ en faisant Rch=0 (pire cas) la puissance dissipée par le MOSFET vaudra
> 600W !!! eh bien je mettrais plusieurs MOS en //,
Re-bonjour
des resistances "tampons" sont-elles requises
pour une mise en // ?
J'avais cru lire ( je ne sais plus oų ? ) que
les mosfets etaient plus tolérants de ce point de vue
que les bipolaires ?
Quant'ā la simulation, je vais tacher de me plonger
plus serieusement dans LT Spice...
Cordialement
Franck
Fred Bartoli
>> 2/ en faisant Rch=0 (pire cas) la puissance dissipée par le MOSFET vaudra
>> 600W !!! eh bien je mettrais plusieurs MOS en //,
>
> Re-bonjour
>
> des resistances "tampons" sont-elles requises
> pour une mise en // ?
> les mosfets etaient plus tolérants de ce point de vue
> que les bipolaires ?
>
> plus serieusement dans LT Spice...
>
Spice ne te dira rien sur le sujet et ne remplace en aucun cas la
compréhension du sujet. C'est au plus une aide, à prendre avec les
précautions requises.
Oui les résistances ballast sont indispensables, et même de valeur plus
élevées que dans le cas d'un seul mos car il y a une forte dispersion
sur la tension de seuil des mos.
Il est alors peut-être mieux d'avoir plusieurs montages complets en//
A voir...
--
Thanks,
Fred.
Habib Bouaziz-Viallet
>> 2/ en faisant Rch=0 (pire cas) la puissance dissipée par le MOSFET vaudra
>> 600W !!! eh bien je mettrais plusieurs MOS en //,
>
> Re-bonjour
>
> des resistances "tampons" sont-elles requises
> pour une mise en // ?
Que sont ces résistances "tampon" ?
> J'avais cru lire ( je ne sais plus où ? ) que
> les mosfets etaient plus tolérants de ce point de vue
> que les bipolaires ?
La mise en // de MOSFETs, c'est du gâteau pour le moteur Spice. En effet,
le courant dans l'espace Drain-Source est un courant dans le matériau
silicium (dopé N ou P) avec un coeff de température >0, ce qui
intrinsèquement le stabilise en température (Pour un BJT, le courant E-C
est un courant de diffusion inverse au travers d'une jonction P-N et ça
change tout ...)
Dans le cas de la mise en // de MOSFET, on peut dire la chose suivante :
Si un des transistors conduit plus de courant, sa résistance Drain-Source
du fait de l'échauffement ponctuel sur la puce, les autres transistors
prennent alors le relais et ainsi de suite ...
>
> Quant'à la simulation, je vais tacher de me plonger plus serieusement
> dans LT Spice...
Il faut lire les bouquins ki-vont-bien. et lire aussi du code spice, i.e.
des listing de description de circuit avec la sémantique spice.
C'est vraiment pas une chose ardue que de commencer à apprendre spice, les
résultats dépendent évidemment de l'expertise du designer ... ça va sans
dire.
>
>
> Cordialement
>
> Franck
Fred Bartoli
> Le Thu, 29 Mar 2007 16:22:41 +0200, Franck T a écrit:
>
>>> 2/ en faisant Rch=0 (pire cas) la puissance dissipée par le MOSFET vaudra
>>> 600W !!! eh bien je mettrais plusieurs MOS en //,
>> Re-bonjour
>>
>> des resistances "tampons" sont-elles requises
>> pour une mise en // ?
> Que sont ces résistances "tampon" ?
>> J'avais cru lire ( je ne sais plus où ? ) que
>> les mosfets etaient plus tolérants de ce point de vue
>> que les bipolaires ?
> La mise en // de MOSFETs, c'est du gâteau pour le moteur Spice. En effet,
> le courant dans l'espace Drain-Source est un courant dans le matériau
> silicium (dopé N ou P) avec un coeff de température >0, ce qui
> intrinsèquement le stabilise en température (Pour un BJT, le courant E-C
> est un courant de diffusion inverse au travers d'une jonction P-N et ça
> change tout ...)
>
> Dans le cas de la mise en // de MOSFET, on peut dire la chose suivante :
>
> Si un des transistors conduit plus de courant, sa résistance Drain-Source
> du fait de l'échauffement ponctuel sur la puce, les autres transistors
> prennent alors le relais et ainsi de suite ...
>
Habib,
non, c'est faux dans ce cas.
Ce que tu décris est vrai pour un mos saturé (VDS proche de 0, par ex.
dans une alim à découpage) et est dû à la réduction de la mobilité des
porteurs avec la température.
Mais en régime linéaire (Vds > Vgs-Vth) un deuxième phénomène
(diminution de la tension de seuil) agit dans l'autre sens et il existe
un point d'équilibre - très élevé en courant avec 99% des mosfets
actuels (mos verticaux) - en dessous duquel le coefficient de
température du courant est positif et au-delà duquel il redevient négatif.
Les 1A de Franck sont malheureusement bien en dessous de ce point
d'équilibre et il faudra impérativement des résistances d'équilibrage.
--
Thanks,
Fred.
Franck T
Bonjour Habib
>> des resistances "tampons" sont-elles requises
>> pour une mise en // ?
> Que sont ces résistances "tampon" ?
C'est pour çà que j'avais mis des "...".
Je voulais parler d'éventuelles petites resistances
en source pour lisser les variations dues
aux differences entre les transistors,
( comme les resistances d'émetteur dans
les associations // de bipolaires )
C'est plus clair ? ;-)
>> J'avais cru lire ( je ne sais plus où ? ) que
>> les mosfets etaient plus tolérants de ce point de vue
>> que les bipolaires ?
> La mise en // de MOSFETs, c'est du gâteau pour le moteur Spice. En effet,
> le courant dans l'espace Drain-Source est un courant dans le matériau
> silicium (dopé N ou P) avec un coeff de température >0, ce qui
> intrinsèquement le stabilise en température (Pour un BJT, le courant E-C
> est un courant de diffusion inverse au travers d'une jonction P-N et ça
> change tout ...)
>
> Dans le cas de la mise en // de MOSFET, on peut dire la chose suivante :
>
> Si un des transistors conduit plus de courant, sa résistance Drain-Source
> du fait de l'échauffement ponctuel sur la puce, les autres transistors
> prennent alors le relais et ainsi de suite ...
Donc une mise en // direct n'est pas problématique ?
Je viens effectivement de retrouver un schéma d'alim avec 3 IRF en //.
Mais Fred ne me dit pas la même chose :-( ?
Fred , si tu traines encore par là....
>>
>> Quant'à la simulation, je vais tacher de me plonger plus serieusement
>> dans LT Spice...
> Il faut lire les bouquins ki-vont-bien. et lire aussi du code spice, i.e.
> des listing de description de circuit avec la sémantique spice.
>
> C'est vraiment pas une chose ardue que de commencer à apprendre spice, les
> résultats dépendent évidemment de l'expertise du designer ... ça va sans
> dire.
>
Pas ardue, c'est vite dit... ;-) J'imagine que tu pratiques à titre
professionnel
et cela te semble donc trivial.
C'est comme beaucoup de choses, il faut d'abord apprendre...
et seul c'est plus long qu'en séance de TP...
Mes études remontent à 15 ans et je n'ai jamais eu l'occasion depuis
de pratiquer ce genre de choses, donc je me sens un peu comme
une poule devant une fourchette... Apres c'est une question de temps.
Merci encore pour tes interventions.
Cordialement
Franck
Franck T
>
> Habib,
>
> non, c'est faux dans ce cas.
>
> Ce que tu décris est vrai pour un mos saturé (VDS proche de 0, par ex.
> dans une alim à découpage) et est dû à la réduction de la mobilité des
> porteurs avec la température.
>
> Mais en régime linéaire (Vds > Vgs-Vth) un deuxième phénomène (diminution
> de la tension de seuil) agit dans l'autre sens et il existe un point
> d'équilibre - très élevé en courant avec 99% des mosfets actuels (mos
> verticaux) - en dessous duquel le coefficient de température du courant
> est positif et au-delà duquel il redevient négatif.
>
> Les 1A de Franck sont malheureusement bien en dessous de ce point
> d'équilibre et il faudra impérativement des résistances d'équilibrage.
>
Tiens, salut Fred, tu m'as devancé...
( voir ma réponse à Habib ...)
Bon alors c'est qui qu'a raison ;-) ?
Dans mon cas je commencais dans le doute
à m'orienter vers deux montages limités
à 1 A , mis en // ?.
J'ai acheté hier des IRFP640 , déja costauds,
je vais les faire souffrir, gnarf, gnarf...
On verra bien.
Merci à tous les deux.
Franck
Fred Bartoli
Je te confirme que je suis d'accord avec moi-même :-) et aussi avec la
réalité des choses.
Tu peux faire l'essai, il n'y a rien de plus simple.
>>> Quant'à la simulation, je vais tacher de me plonger plus serieusement
>>> dans LT Spice...
>
>
>> Il faut lire les bouquins ki-vont-bien. et lire aussi du code spice, i.e.
>> des listing de description de circuit avec la sémantique spice.
>>
>> C'est vraiment pas une chose ardue que de commencer à apprendre spice, les
>> résultats dépendent évidemment de l'expertise du designer ... ça va sans
>> dire.
>>
>
>
> Pas ardue, c'est vite dit... ;-) J'imagine que tu pratiques à titre
> professionnel
> et cela te semble donc trivial.
> C'est comme beaucoup de choses, il faut d'abord apprendre...
> et seul c'est plus long qu'en séance de TP...
> Mes études remontent à 15 ans et je n'ai jamais eu l'occasion depuis
> de pratiquer ce genre de choses, donc je me sens un peu comme
> une poule devant une fourchette... Apres c'est une question de temps.
>
Il faut aussi cerner les limites de l'outil utilisé. Par exemple pour
ton cas et sauf macro modèle spécialisé ou astuce exploitant les
particularités de certaines implémantations de spice, les problèmes
thermiques ne sont pas modélisés dynamiquement. Tu ne peux que fixer la
température de façon statique (une fois pour toute dans la simulation).
Ce qui est assez logique étant donné que la destination principale
est/était la conception de CI.
--
Thanks,
Fred.
Franck T
">
> Il faut aussi cerner les limites de l'outil utilisé. Par exemple pour ton
> cas et sauf macro modèle spécialisé ou astuce exploitant les
> particularités de certaines implémantations de spice, les problèmes
> thermiques ne sont pas modélisés dynamiquement. Tu ne peux que fixer la
> température de façon statique (une fois pour toute dans la simulation).
> Ce qui est assez logique étant donné que la destination principale
> est/était la conception de CI.
>
En ce qui concerne la simulation, mon desir de m'y mettre un petit peu,
n'etait pas lié à ce cas particulier. Plutôt de la curiosité personnelle,
histoire de pouvoir se faire une idée sur certains petits trucs simples
avant de sortir la platine d'essais...
J'ai chargé la notice de LT Spice ainsi que deux petits tutoriels
pour débutants. Je tacherai d'y consacrer un peu de temps libre.
Franck
Habib Bouaziz-Viallet
> Bonjour Habib
>
>
>>> des resistances "tampons" sont-elles requises
>>> pour une mise en // ?
>> Que sont ces résistances "tampon" ?
>
> C'est pour çà que j'avais mis des "...".
> Je voulais parler d'éventuelles petites resistances
> en source pour lisser les variations dues
> aux differences entre les transistors,
> ( comme les resistances d'émetteur dans
> les associations // de bipolaires )
>
> C'est plus clair ? ;-)
Oui c'est plus clair.
Habib Bouaziz-Viallet
Salut Fred !
Ce que je sais de source sûre tu peux me croire !
les variations en température :
La tension de seuil d'un MOSFET (Vgsoff) diminue de 2,2mV/°C,
le courant de saturation IDSS diminue avec la température (du en effet à
la diminution de la mobilité des électrons dans le canal)
Cela donne une caractéristique de transfert Id(Vgs) qui pivote autour d'un
point dit "à dérive nulle".
que l'on rajoute ces résistances de source pour palier à la dispersion des
tension Vgsoff ou des caractéristiques de transfert Id(Vgs) cela me semble
normal (je crois que l'on peut s'en passer malgré tout)
Que le canal Drain-Source voit son coeff de température devenir <0 alors
là c'est vraiment une grande nouvelle !
Rassure-toi je ne mets pas en doute tes propos, mais cependant une
référence pour vérifier cela serait la bienvenue !
Pour revenir au problème que nous soumet Franck, Deux MOSFET sont loin
d'être suffisant - Je connais aucun MOSFET capable d'encaisser 300W !! ou
alors c'est du matériel trés spécifique pour la traction electrique par
exemple -
La plupart admettent un maxi de 80 à 100W dans le domaine "grand public".
Habib
PS : Je ne comprends pas pourquoi il est dit quelque part de ce fil de
discussion que spice ne prends pas en compte le paramètre de température
pour les MOSFET's.
Je ne comprends pas non plus pourquoi on ne prendrait pas en compte le
paramètre de température pour la conception des IC dès lors c'est
*VRAIMENT* ce à quoi prennent le plus de soin les designers.
Franck T
je ne veux pas vous faire travailler à ma place, mais
comme vos connaissances en la matière sont bien largement
supérieures aux miennes... pourriez vous me dire si
le transitor suivant pourrait tenir le coup :
http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irfp460.pdf
En se placant dans le pire des cas, charge proche du CC,
donc 300 V - 1A environ, ce pendant un maximum
de 10 ms, pouvant se repeter au maximum toutes
les secondes, plutôt plus en fait ( quelques dizaines
de secondes )
Merci.
Franck
Fred Bartoli
Oui, si ce n'est que la valeur de -2.2mV/°C (2 à 2.4 selon les
conditions) est celle donnée habituellement pour les transistors à jonction.
Pour les mosfets ce coefficient de température est notablement différent
et nettement plus variable. Toutes choses égales par ailleurs, le coeff
de température est par exemple fortement influencé par l'épaisseur de
l'oxide de grille.
Pour des mos de puissance les valeurs typiques que j'ai pu observer sont
entre -4 et -8mV/°C et cela peut monter plus haut.
> Cela donne une caractéristique de transfert Id(Vgs) qui pivote autour d'un
> point dit "à dérive nulle".
>
> que l'on rajoute ces résistances de source pour palier à la dispersion des
> tension Vgsoff ou des caractéristiques de transfert Id(Vgs) cela me semble
> normal (je crois que l'on peut s'en passer malgré tout)
>
> Que le canal Drain-Source voit son coeff de température devenir <0 alors
> là c'est vraiment une grande nouvelle !
Attention aux mots! que veut dire "Que le canal Drain-Source voit son
coeff de température devenir <0" ?
Ce que je dis est que le courant de drain dans les conditions usuelles,
(et hors commutation) a un coefficient de température positif. Ce n'est
que la conséquence d'une tension de seuil à coefficient de température
négatif et de l'énorme transconductance des MOS actuels (optimisés pour
un faible RDSon/utilisation PWM).
> Rassure-toi je ne mets pas en doute tes propos, mais cependant une
> référence pour vérifier cela serait la bienvenue !
>
Je ne suis pas inquiet :-)
Une référence? Regarde simplement le réseaux de caractéristiques
Id=f(Vgs) avec la température en paramètre pour t'en convaincre que tu
as dans toute datasheet.
> Pour revenir au problème que nous soumet Franck, Deux MOSFET sont loin
> d'être suffisant - Je connais aucun MOSFET capable d'encaisser 300W !! ou
> alors c'est du matériel trés spécifique pour la traction electrique par
> exemple -
>
> La plupart admettent un maxi de 80 à 100W dans le domaine "grand public".
>
> Habib
>
> PS : Je ne comprends pas pourquoi il est dit quelque part de ce fil de
> discussion que spice ne prends pas en compte le paramètre de température
> pour les MOSFET's.
> Je ne comprends pas non plus pourquoi on ne prendrait pas en compte le
> paramètre de température pour la conception des IC dès lors c'est
> *VRAIMENT* ce à quoi prennent le plus de soin les designers.
Je n'ai jamais dit une telle chose.
Ce que j'ai dit, c'est que le moteur spice standard, ne prend pas en
compte de variations *dynamiques* de température. C'est à dire que la
température reste constante pour toute la durée d'une simulation en
régime transitoire, quelle que soit la puissance dissipée. Certaines
astuces restent cependant possibles, selon le moteur utilisé.
D'autre part, si les choses sont assez bien modélisées pour les
transistors utilisés en conception IC, pour les transistors de puissance
c'est une toute autre histoire, et si les modèles spice de mosfets
actuels sont à peu près utilisables pour de la commutation ils sont en
revanche largement plus discutables pour un fonctionnement en régime
lineaire.
--
Thanks,
Fred.
Habib Bouaziz-Viallet
> http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irfp460.pdf
Ah voila une question pratique. (et j'aime les questions pratiques !)
Je regarde la doc du composant et sur les figures 1 & 2 respectivement on
constate bien que IDSS varie diminue avec la température.
sur la figure 3 on visualise bien le poi,t à dérive nulle (l'intersection
avec les deux courbes Id(Vgs) à 25 et 150 °C en Tj)
La ou les choses se gâtent c'est sur la figure 8. On constate que toutes
choses égales par ailleurs (ouarf !!) la puissance maximum en régime
permanent dissipée par ce MOS n'excède pas 80W (Vds=20 Id=4A)
Tu vois à peut près combien de MOS il faudra mettre en // (Eh ! ton
problème est loin d'être de l'ordre de l'électronique de petite puissance !!!)
Bon courage !
Habib
Fred Bartoli
> Le Fri, 30 Mar 2007 12:22:31 +0200, Franck T a écrit:
>
>> http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irfp460.pdf
>
> Ah voila une question pratique. (et j'aime les questions pratiques !)
>
> Je regarde la doc du composant et sur les figures 1 & 2 respectivement on
> constate bien que IDSS varie diminue avec la température.
>
???
moi je lis le contraire :-)
A Vgs=cte, le courant de drain augmente avec la température, ce qu'on
lit aussi sur la fig 3.
> sur la figure 3 on visualise bien le poi,t à dérive nulle (l'intersection
> avec les deux courbes Id(Vgs) à 25 et 150 °C en Tj)
à près de 45A!
>
> La ou les choses se gâtent c'est sur la figure 8. On constate que toutes
> choses égales par ailleurs (ouarf !!) la puissance maximum en régime
> permanent dissipée par ce MOS n'excède pas 80W (Vds=20 Id=4A)
>
Frank a des impulsions de 300W/10ms max. Donc on n'a pas de contre
indication ici.
Maintenant, on peut regarder la fig 11 qui te dis :
rapport cyclique = 10ms/1s = 0.01 et durée d'impulsion = 10ms
=> Zth eq. < 0.2°C/W
Ta température de jonction crête sera donc :
Tj max = Tcase+ 0.2*300
La puissance moyenne étant de 0.01*300 = 3W, et pour une ambiante à 50°C
par exemple, un radiateur à 10°C/W te donnera donc une
Tjmax = 50 + 10*3 + 60 = 140°C.
Un peu juste mais ça passe. Si tu étends ta durée de repos à 10s alors
Tjmax descend à 113°C. Cool!
Dans ce genre de cas de figure, ce n'est pas la température qui tue le
MOS, mais la fatigue thermique (cycles successifs de
dilatations-contractions rapides).
> Tu vois à peut près combien de MOS il faudra mettre en //
Un seul, en parrallèle avec lui-même :-)
(Eh ! ton
> problème est loin d'être de l'ordre de l'électronique de petite puissance !!!)
> Bon courage !
>
> Habib
--
Thanks,
Fred.
Franck T
> La ou les choses se gâtent c'est sur la figure 8. On constate que toutes
> choses égales par ailleurs (ouarf !!) la puissance maximum en régime
> permanent dissipée par ce MOS n'excède pas 80W (Vds=20 Id=4A)
>
Je me permets de te demander quelques explications sur l'interpréation
de cette figure 8 ( maximum SAO )
Pourquoi parler de régime permanent puisque dans
mon cas il s'agit d'une impulsion d'un maximum de 10 ms , répétée
toutes les secondes dans le pire des cas ?
Merci de m'éclaircir... Après je ne t'embête plus... ;-)
Cordialement
Franck
Franck T
>
> Frank a des impulsions de 300W/10ms max. Donc on n'a pas de contre
> indication ici.
>
> Maintenant, on peut regarder la fig 11 qui te dis :
>
> rapport cyclique = 10ms/1s = 0.01 et durée d'impulsion = 10ms
> => Zth eq. < 0.2°C/W
>
> Ta température de jonction crête sera donc :
> Tj max = Tcase+ 0.2*300
>
> La puissance moyenne étant de 0.01*300 = 3W, et pour une ambiante à 50°C
> par exemple, un radiateur à 10°C/W te donnera donc une
> Tjmax = 50 + 10*3 + 60 = 140°C.
> Un peu juste mais ça passe. Si tu étends ta durée de repos à 10s alors
> Tjmax descend à 113°C. Cool!
>
> Dans ce genre de cas de figure, ce n'est pas la température qui tue le
> MOS, mais la fatigue thermique (cycles successifs de
> dilatations-contractions rapides).
>
Je n'avais pas vu ta réponse avant de répondre à Habib.
Peut etre n'avait-il pas lu que cela etait prévu pour travailler en
impulsions ?
Merci pour l'interprétation de la figure 11, je commence à y voir plus
clair.
Je me coucherai moins bête ce soir...
Pour info cela se destinerait à un système de mise à feu
pour la pyrotechnie.
La "haute" tension se justifie par le fait que dans certains cas
on peut utiliser des lignes de mise à feu longues , constituées
d'un grand nombre d'inflammateurs en série.
Le courant minimum conseillé pour un inflammateur est de 1A
et il déclenche alors en environ 3ms, valeur qui descend à la ms
pour 3A. Ensuite la ligne s'ouvre ( inflammateur detruit )
L'impulsion serait donc plutôt cet ordre là, autour de 2 ms.
Mon 2A venait donc de vouloir garder une bonne marge par rapport
au 1 préconisé ( même si celui-ci est déja pessimiste )
Le pire des cas que je voulais prévoir est une sortie accidentellement
en court circuit . Je limite par monostable la durée d'impulsion à moins
de 10 ms. J'ai encore de la marge de manoeuvre par rapport
au temps d'inflammation moyen requis, et pourrait donc descendre encore
Quant'au 300 v, je peux descendre aussi. C'est quand même un cas
(tres) extreme d'avoir une ligne de 500m de fil avec 100 inflammateurs
( environ 2 ohms chacun )... Mais j'aime prévoir large ;-)
Pour résumer je peux donc descendre un peu Vmas, le
courant et la valeur maxi d'impulsions.
Je devrais donc rentrer dans une zone assez raisonnable ?
Pour la generation de la "haute" tension, j'utilise un circuit
de Linear Technology ( c'est comme ça que j'ai
découvert LT spice... ) dédié à la charge optimisée de
condensateurs. Je me suis bien amusé avec le boitier MSOP...;-)
Je souhaitais vous donner ces détails supplémeantaires
vu l'attention que vous avez porté à mes questions.
Merci encore.
Franck
Habib Bouaziz-Viallet
> Habib Bouaziz-Viallet a écrit :
>> Le Fri, 30 Mar 2007 12:22:31 +0200, Franck T a écrit:
>>
>>> http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irfp460.pdf
>>
>> Ah voila une question pratique. (et j'aime les questions pratiques !)
>>
>> Je regarde la doc du composant et sur les figures 1 & 2 respectivement on
>> constate bien que IDSS varie diminue avec la température.
>>
>
> ???
> moi je lis le contraire :-)
Oui en effet tu as raison on lit le contraire. Je garde à l'esprit une
chose sûre c'est l'équation qui régit IDSS dans un MOSFET N et le seul
paramètre qui varie avec la température c'est mu_n, la mobilité des
électrons. Si ce paramètre diminue dans cette équation alors IDSS diminue.
(placer cette équation ici est vraiment fastidieux ...)
J'ai, je l'avoue été un peu vite dans la lecture des graphes. Si on lit
l'inverse c'est que l'on travaille avec des Vgs proches de Vgsoff et c'est
le résultat du process de fab des MOSFET modernes (je vais me renseigner
plus avant auprès d'un collègue du CNRS)
>
> A Vgs=cte, le courant de drain augmente avec la température, ce qu'on
> lit aussi sur la fig 3.
>
>> sur la figure 3 on visualise bien le poi,t à dérive nulle
>> (l'intersection avec les deux courbes Id(Vgs) à 25 et 150 °C en Tj)
>
> à près de 45A!
>
>
>
>> La ou les choses se gâtent c'est sur la figure 8. On constate que
>> toutes choses égales par ailleurs (ouarf !!) la puissance maximum en
>> régime permanent dissipée par ce MOS n'excède pas 80W (Vds=20 Id=4A)
>>
>>
> Frank a des impulsions de 300W/10ms max. Donc on n'a pas de contre
> indication ici.
>
Pour le reste, je n'avais pas compris que l'on travaille en régime
d'impulsions. Preuve que la lecture des questions est aussi important que
la réponse.
> Maintenant, on peut regarder la fig 11 qui te dis :
>
> rapport cyclique = 10ms/1s = 0.01 et durée d'impulsion = 10ms => Zth eq.
> < 0.2°C/W
>
> Ta température de jonction crête sera donc : Tj max = Tcase+ 0.2*300
>
> La puissance moyenne étant de 0.01*300 = 3W, et pour une ambiante à 50°C
> par exemple, un radiateur à 10°C/W te donnera donc une Tjmax = 50 + 10*3
> + 60 = 140°C.
> Un peu juste mais ça passe. Si tu étends ta durée de repos à 10s alors
> Tjmax descend à 113°C. Cool!
>
> Dans ce genre de cas de figure, ce n'est pas la température qui tue le
> MOS, mais la fatigue thermique (cycles successifs de
> dilatations-contractions rapides).
>
>
>> Tu vois à peut près combien de MOS il faudra mettre en //
>
> Un seul, en parrallèle avec lui-même :-)
>
>
> (Eh ! ton
>> problème est loin d'être de l'ordre de l'électronique de petite
>> puissance !!!) Bon courage !
>>
>> Habib
>
>
Habib